Разработка мощных высокочастотных широкополосных трансформаторов

\главная\р.л. конструкции\трансиверы\...

Разработка мощных высокочастотных широкополосных трансформаторов. Часть 1.
Продолжение здесь:Разработка мощных высокочастотных широкополосных трансформаторов. Часть 2.

http://www.semiconductors.philips.com/ ЕСО6907

Содержание

1 Введение
2 Спецификация трансформаторов
3 Влияние сердечника на работу трансформатора
3.1 Индуктивность первичной обмотки
3.2 Потери в сердечнике
4 Влияние линии передачи на работу трансформатора
4.1 Резистивные потери и мощностные характеристики
4.2 Потери при рассогласовании
5 Техника компенсации
5.1 Компенсация на низких частотах
5.2 Компенсация на высоких частотах
6 Конфигурации трансформаторов
6.1 Фазовращающий трансформатор
6.2 Трансформатор типа “симметричный-несимметричный”
6.3 Симметричный 1 : 4 трансформатор импеданса
6.4 Несимметричный 1 : 4 трансформатор импеданса
6.5 Симметричный 9 : 1 трансформатор импеданса
6.6 Несимметричный 1 : 9 трансформатор импеданса
6.7 Гибридный однотактный трансформатор
6.8 Гибридный двухтактный трансформатор
6.8.1 Повышающий трансформатор
6.8.2 Понижающий трансформатор
7 Практические примеры
7.1 Трансформатор с 12,5 Ом симметричной обмотки на 50 Ом
несимметричную обмотку
7.2 Трансформатор с 50 Ом несимметричной обмотки на 5,55 Ом
симметричную обмотку
8 Литература, ссылки

1. Введение

Мощные РЧ трансформаторы в передающих линиях могут быть использованы для выполнения различных функций, среди которых: вращение фазы, симметричное и несимметричное согласование, трансформация импеданса и функция гибрида. Такие трансформаторы находят широкое применение в широкополосных усилителях мощности как SSB передатчиков на коротких волнах, так и ЧМ передатчиков в нижней части диапазона ультракоротких волн. В настоящем Руководстве описываются как достоинства практической конструкций РЧ трансформаторов мощности, так и проводится анализ их влияния на работу трансформаторов. Поскольку потери в трансформаторах должны быть сведены к минимуму, на практике, трансформаторы выполняются на ферритовых кольцах. Здесь мы ограничимся рассмотрением трансформаторов на сердечниках без зазора, как на имеющих малое поле рассеяния, высокую проницаемость и мощность до 80 Вт. Данные по размерам, проницаемости и т.д. всех сердечников можно найти в нашем справочнике “Soft Ferrites”, MA01. Полистав справочник можно поразиться обилию материалов, размеров и типов на выбор для конструктора. Однако, нужно помнить, что когда используются горшкообразные сердечники, состоящие из двух половин, или собираемые “вперекрышку”, то такие сердечники относятся к типу сердечников с замкнутой магнитной системой. На протяжении всего данного Руководства просматривается цель дать практические рекомендации по проблемам, связанным с выбором материала и конфигурации трансформатора. А именно, рассматриваем компенсационную технику с целью расширения возможностей работы трансформаторов в частотном плане, применительно к набору разновидностей трансформаторов. Для демонстрации прикладных целей излагаемого материала, рассматриваются и практические конструкции трансформаторов различной конфигурации, разработанные специально на ферритовых сердечниках, взятых из каталога фирмы.

2. Спецификация трансформаторов

Вот требования к трансформаторам, предъявляемые в рамках данного Руководства:

- Максимально возможный уровень получаемой (выдерживаемой трансформатором) мощности.
- Частотный диапазон.
- Входной и выходной импеданс.
- Допустимая отражаемая мощность (КСВ) и активные (резистивные) потери.

То, насколько трансформатор соответствует принятым выше постулатам и рассматривается в последующих трёх главах. Две первые главы имеют дело с влиянием сердечника и линии передачи на сам трансформатор, третья - имеет дело с компенсацией рассогласования.

3. Влияние сердечника на работу трансформатора

3.1. Индуктивность первичной обмотки

Индуктивность определяет коэффициент отражения на низкочастотном крае рабочего диапазона трансформатора и может быть рассчитана по следующей формуле:

L = µоµrn²A/I, где:

L – индуктивность в Гн;
µо – 4 х 10^¨7 (приводящий в систему поправочный коэффициент);
µr - относительная проницаемость;
А – усреднённая, занимаемая ферритом площадь, м²;
(площадь сечения сердечника?)
I – усреднённая длина силовых линий, м;
(средняя длина окружности кольца?)
n – количество витков между точками подключения (обмотки).

В простом примере, на фазовращающем трансформаторе, эта закономерность сохраняется. В других случаях, возможно, потребуется преобразование (см. главу 7.1). Если необходимо избежать ухудшения работы трансформатора на высокочастотном конце диапазона, значение L не должно быть больше реально необходимого. Хорошее практическое значение:

L = 4Rωmin, где:

R – активное входное сопротивление на середине диапазона;
ωmin – двойная минимальная частота, Гц.

Если требования, в этом аспекте – жёсткие, следует применить компенсационные меры, описанные в главе 5.1.

3.2. Потери в сердечнике трансформатора

Потери в материале сердечника трансформатора представлены здесь как сопротивление резистора Rp, включенного параллельно со входом. Сопротивление этого резистора зависит от:

- Типа ферритового материала;
- Частоты;
- Значения параметра L/µr;
- Максимальной плотности магнитного потока, Вmax.

В случае малого сигнала, Вmax → 0. Сопротивление Rp может быть рассчитано с помощью кривых, типа, показанных на Рис. 1. На этих кривых показано сравнение различных типов материала сердечника при одинаковых его размерах и одинаковом количестве витков. Можно видеть, что 4С4 и 4С6 являются лучшими материалами для частот выше, примерно 2,5 МГц. На верхних частотах УКВ диапазона IZ2 ferroxplana предоставляет интересные возможности как это можно видеть из тех же кривых. Способность трансформатора выдерживать определённую мощность сильно зависит от поведения Rp, как функции Bmax. Что касается части кривой В-Н, с которой мы имеем дело, Вmax может быть рассчитан по формуле:

Bmax = Vmax/ω x A x n, где:

Bmax - максимальный магнитный поток, Т (2) (видимо, в “тесла”);
Vmax - максимальное напряжение на n витках, В;
ω - 2π х частоту, Гц;
А - сечение по ферриту, м²;
n - количество витков.

Примечания: (1) - кривые на рисунках Рис.1…Рис.7 сняты для одного типа материала сердечника. Поэтому усреднённые кривые могут отличаться от приведённых на рисунках.

(2) - буква Т замещает единицу плотности магнитного потока в сердечнике “тесла” (тл) в системе Си. Сохраняется следующее соотношение:

1Т = 1 Wb/м² = 1Vsco/м² = 10000 гаусс

Рис.1. Кривые µrRp/L в частотном плане для различных ферритов. Кривые даны для малого сигнала Bmax → 0.

На Рис. 2…Рис. 7 количественное выражение µrRp/L дано для различных ферритовых материалов, как функция производной Bmax х f с частотой в качестве параметра. Производная Bmax х f выбрана потому, что для большинства трансформаторов она остаётся постоянной при смене частоты. Из Рис. 2…Рис. 7 ясно, что Rp уменьшается при росте Bmax, особенно на низких частотах. Это определяет ограничения по мощности в цепи первичной обмотки этих трансформаторов. Если материал 4С4 (Рис. 5) используется в диапазоне КВ, то производная Bmax х f не может быть больше, примерно 2 х 10^4 Т/Гц. Комбинируя это с выбором L в соответствии со вторым уравнением в главе 3.1, мы находим, что потери мощности, вызванные материалом сердечника, составят не более 1%. На частотах 30 МГц и выше, кажется, что можно использовать производную Bmax х f до 10^5 Т/Гц. Для IZ2 ferroxplana это уже подтверждено измерениями на частоте 165 МГц. Очень консервативного выбора значения Bmax следует избегать, поскольку это приводит к большей длине передающей линии (видимо, эквивалентной) и, как следствие к увеличению потерь на высокочастотном крае диапазона рабочих частот.

4. Влияние линии передачи на работу трансформатора

4.1. Резистивные потери и мощностные характеристики

Потери мощности в передающих линиях зависят от следующих факторов:

- Типа линии;
- Частоты;
- Длины.

Данные о потерях мощности в некоторых видах 50-омных коаксиальных кабелей приведены на Рис. 8. Эти потери мощности и допустимый максимальный нагрев кабелей ограничивают их способность выдерживать прилагаемую к ним мощность, а значит и их применение. Максимальные значения мощности, которые кабели могут пропускать через себя, зависят от типа кабеля и частоты; данные сведены на Рис. 9.

4. 2. Потери при рассогласовании

Другим видом потерь, причиняемых линией передачи, являются таковые при несоответствии импеданса линии требуемому его значению. Это выражается в рассогласовании, максимальном на высокочастотном конце диапазона. Величина рассогласования зависит от:

- Соотношения между физической длиной линии и длиной волны в линии;
- Соотношения между требуемой и действительной величиной характеристического сопротивления.

Рис. 2. Материал 3Н1

Рис. 3. Материал 4А4

Рис. 4. Материал 4В1

Рис. 5. Материал 4С4

Рис. 6. Материал 4С6

Рис. 7. Материал 1Z2

Рис. 8. Кривые потерь мощности в зависимости от частоты для трёх видов коаксиальных кабелей: А – диаметром 1,7 мм; В – диаметром 2,8 мм; С - диаметром 5 мм

Рис. 9. Кривые допустимой мощности, в зависимости от частоты, для двух типов 50-омных кабелей: А – 2,8 мм; В – 5 мм

В теории передающих линий входной импеданс представлен как:

где: Zin – входное сопротивление на середине диапазона рабочих частот;
r - соотношение между действительным и требуемым характеристическим сопротивлением;
β = 2β/λ ;
λ - длина волны в линии (для 50-омных кабелей примерно 67…70% от длины кабеля в свободном пространстве);
l - длина линии.

Если отличие Zin от требуемого значения неприемлемо большое, то во многих случаях можно выйти из положения путём применения компенсации, описанной в главе 5.2.

5. Техника компенсации

Компенсация на низких частотах

Рис. 10. Принципиальная схема

Рис. 11. Эквивалентная схема для низких частот

Рис. 12. Эквивалентная схема с компенсацией

Рис. 13. Принципиальная схема с компенсацией

Компенсацию можно проиллюстрировать на примере фазовращающего трансформатора. Принципиальная схема показана на Рис. 10, а эквивалентная схема для низкочастотного конца диапазона рабочих частот - на Рис. 11. Для обеспечения компенсации, мы добавляем два одинаковых конденсатора CL, так, что образуется звено Т-образного фильтра (Рис. 12). В соответствии с теорией фильтра:

CL = 2L/R²

Начальная схема с Рис. 10 преобразуется в показанную на Рис. 13. Если L определена в соответствие с уравнением (2), то входной импеданс без компенсации на самой низкой частоте составит R//(+j4R). С компенсацией, входной импеданс -(.999R//+j264R), что показывает, что рассогласование снизилось до пренебрежимо малых значений. Для некоторых трансформаторов конденсатор на выходе должен иметь ёмкость отличную от ёмкости конденсатора на входе. Иной раз, приходится каскадировать трансформаторы по 2-3 штуки. В этом случае компенсация для низких частот возможна, если используется П-фильтр верхних частот (Рис. 14). В случае, когда параллельные индуктивности трансформаторов в точке интерконнекта (соединения) примерно равны друг другу и равны L, то ёмкость CL должна быть равна L/2R².

Рис. 14. Эквивалентная схема каскадируемых трансформаторов с компенсацией.

5.2. Компенсация на высоких частотах

Компенсацию на высоких частотах необходимо производить только тогда, когда характеристическое сопротивление линии передачи отличается от необходимого значения. В ситуации чаще встречающейся на практике, обычно, требуемое значение характеристического сопротивления ниже, чем у имеющейся линии. Возьмём простой пример с фазирующим трансформатором (Рис.15), при необходимом характеристическом сопротивлении, обозначенном как R, находим, что компенсация действующего значения сопротивления, обозначенного как r x R, может быть произведена следующим образом. Параллельно сопротивлению нагрузки мы присоединяем конденсатор, ёмкость которого подбираем таким образом, чтобы на высшей частоте действующая часть входной проводимости составляла 1/R. Конечная виртуальная часть входной проводимости компенсируется с помощью конденсатора, подключенного параллельно входу. Оказывается, что оба конденсатора имеют одинаковую ёмкость, вычисляемую по формуле:

где: ωmax = 2π, умноженное на максимальную рабочую частоту. Схема показана на Рис. 15.

Рис. 15. Фазовращающий трансформатор с компенсацией на высоких частотах.

Результатом этого типа компенсации является точное согласование на высоких частотах (верхних частотах рабочего диапазона). Конечно же, будет присутствовать небольшое рассогласование на нижних частотах диапазона, но оно во много раз меньше, чем рассогласование на верхних частотах без компенсации. Конечно же, возможна и комбинация способов компенсации на низких и высоких частотах.

6. Конфигурации трансформаторов

Поскольку существует большое количество различных трансформаторов, невозможно рассмотреть все их типы и, тем более, каждый в отдельности, но необходимо их как-то классифицировать, хотя бы отдельные наиболее часто встречающиеся типы. Отсюда вытекает и строгое определение для каждого типа трансформаторов.

6.1. Фазовращающий трансформатор

Этот тип трансформатора уже упоминался в предыдущих главах.

6.2. Трансформатор типа “симметричный-несимметричный”

Принципиальная схема такого трансформатора показана на Рис. 16. Этот тип трансформатора можно рассматривать как модификацию фазовращающего. Индуктивность первичной обмотки этого трансформатора в 4 раза больше индуктивности обмотки между точками А и В из-за деления напряжения. При использовании компенсации для низких частот, конденсатор эквивалентный 2СL должен быть включен последовательно с каждым входным соединением (см. главу 5,1), чтобы не нарушить симметрии, и один конденсатор, эквивалентный СL должен быть включен последовательно с выходом (точка В).

Рис. 16. Трансформатор типа “симметричный-несимметричный”

6.3. Симметричный (1) 1 : 4 трансформатор импеданса

Принципиальная схема этого трансформатора приведена на Рис. 17. Два кабеля, имеющих характеристическое сопротивление 2R, могут быть намотаны на общем сердечнике. Направление намотки вытекает из необходимого (распре)деления напряжений. Компенсация по низким частотам может быть применена с помощью конденсатора эквивалентного 2CL (см. главу 5.1) в каждом из входных проводников и конденсатора, эквивалентного 1/2CL - в каждом из выходных проводников.

Рис. 17. Симметричный 1 : 4 трансформатор импеданса.

6.4. Несимметричный 1 : 4 трансформатор импеданса

Если в 1 : 4 трансформаторе импеданса в главе 6.3 точки А и В соединены с общим проводом, то уже невозможно сделать намотку двух линий на одном сердечнике. Действительно, нижняя линия может быть намотана без сердечника, поскольку нет разницы в потенциале точек А и В. Следующим шагом, по логике вещей, должен быть: полное освобождение от нижней линии (с соответствующим небольшим сдвигом фаз в линиях относительно одна другой). Тогда мы получим трансформатор, представленный на Рис. 18. Оптимальное значение характеристического сопротивления передающей линии снова окажется равным 2R. Но, даже, если мы выберем это значение, то входной импеданс не будет постоянной функцией от частоты. Из теории [ 5 ]:

Где r = отношению действующего характеристического сопротивления к 2R.

(1) Терминология в обиходе предназначена для описания различных конфигураций трансформаторов. Хотя выражения “симметричный”, “балансный”, “пушпульный”, “двухтактный” используются как синонимы в смысле противофазности сигналов, как и “асимметричный”, “несимметричный”, “небалансный” и “однотактный” – в смысле соединения одного из выводов с общим проводом, строго говоря, термины “асимметричный” и “небалансный” подразумевают также и разницу амплитуд на выводах порта по отношению к общему проводу.

Рис. 18. Несимметричный 1 : 4 трансформатор импеданса

Если r > 1, то в некоторых случаях возможна компенсация для высоких частот. Конденсатор С1, рассчитанный по:

должен быть присоединён тогда параллельно входу, а конденсатор С2:

должен будет быть присоединённым параллельно выходу.

6.5. Симметричный 9 : 1 трансформатор импеданса

Принципиальная схема этого трансформатора показана на Рис. 19. У двух передающих линий оптимальное характеристическое сопротивление равно 3R. Они снова могут быть намотаны на общем сердечнике, а третья линия - исключена, как в предыдущем случае. Входной импеданс определяется как:

где r = отношению действующего характеристического сопротивления к 3R. Если r > 1, то в некоторых случаях возможна компенсация для высоких частот. Конденсатор С1, рассчитанный по:

может быть присоединён параллельно стороне с низким импедансом, а конденсатор С2:

должен быть подключен параллельно стороне с высоким импедансом.

Рис. 19. Симметричный 9 : 1 трансформатор импеданса

6.6. Несимметричный 1 : 9 трансформатор импеданса

Для этого трансформатора (Рис. 20) требуются две линии, оптимальное характеристическое сопротивление каждой из них составляет 3R. Хотя эти линии могут быть намотаны на общем сердечнике, верхняя линия должна содержать вдвое большее количество витков, чем нижняя из-за деления напряжения. Третья линия также исключена.

Компенсация по высоким частотам зиждется на тех же принципах, что и в предыдущих главах.

Рис. 20. Несимметричный 1 : 9 трансформатор импеданса

Рис. 21. Гибридный однотактный трансформатор

6.7. Гибридный однотактный трансформатор

Схема на рисунке (Рис. 21) позволяет произвести сведение двух сигналов на общую нагрузку (R/2), таким образом, что источники сигналов не влияют друг на друга. Когда источники сигналов имеют различные частоты, мощность, соответственно, распределится между нагрузками R/2 и 2R. Если сигналы имеют одинаковые частоты, амплитуды и фазы, то вся мощность выделится на нагрузке R/2. Оптимальное значение характеристического импеданса передающей линии здесь равно R. Изоляция источников сигнала на низкочастотном конце рабочего диапазона частот зависит от индуктивности обмотки. Если изоляцию выразить через мощностное соотношение S, то индуктивность между точками А и В будет:

Даже, когда выбран оптимальный характеристический импеданс, компенсация по высоким частотам будет оказывать значительное влияние на изоляцию источников сигнала друг от друга. Практически это означает, что конденсатор небольшой ёмкости должен быть подключен параллельно R/2.

Чтобы проиллюстрировать степень изоляции, которая может быть получена на практике, в качестве примера, приводится конструкция гибридного трансформатора на частотный диапазон 1,6…28 МГц. Ставилась задача: скомбинировать (свести) два сигнала разных частот с одинаковой мощностью (3 Вт на 100 Ом) в одну 50-омную нагрузку с развязкой между источниками сигналов не менее 40 дБ. Из уравнения

следует, что индуктивность L должна составлять минимум 125 мкГн. Из-за необходимости получения такой большой индуктивности, пришлось выбрать сердечник из материала 3Н1. Кольцо размерами 23 х 14 х 7 мм принадлежит к “группе 5”, что означает, что минимальная µr (магнитная проницаемость) составляет 2680 (1). Необходимое число витков составило 9. Оптимальное значение характеристического сопротивления составило 100 Ом, но для удобства был взят миниатюрный плоский ленточный кабель сопротивлением 150 Ом. Вычисленное значение Вmax (магнитного потока) оказалось равным 87 гаусс на частоте 1,6 МГц.

Компенсация по высоким частотам достигается подключением конденсатора ёмкостью 33 пФ параллельно 50-омному сопротивлению нагрузки. Изоляция между источниками, измеренная как функция от частоты, дана в нижеследующей таблице 1, иллюстрирующей то, что минимальная развязка в 40 дБ между источниками соблюдается во всём рабочем диапазоне частот.

(1) Для удобства пользователя, кольца из феррокскуба 3Н1 поставляются рассортированными по группам с практически одинаковым значением µ внутри каждой группы. Значение µ обозначается краской по окружности колец (см. “Data Handbook System”). Кольца с отбором по группам не высылаются.

Таблица 1

Частота, МГц	Изоляция, дБ
0,5	33
1,0	41
1,6	42,5
5,0	40,5
15,0	41
28,0	43
40,0	32

6.8. Двухтактный гибридный трансформатор

Здесь описываются две версии гибридного трансформатора: в одном импеданс повышается в два раза, в другом - в два раза понижается.

6.8.1. Повышающий двухтактный гибридный трансформатор

Две линии передачи (Рис. 22) имеют одинаковое характеристическое сопротивление равное R и могут быть намотаны на общем сердечнике.

Рис. 22. Гибридный двухтактный повышающий трансформатор

Гибрид может всегда использоваться в двух направлениях. Первое направление рассматривалось в главе 6.7. Второе направление является обратным первому, т. е., мощность от одного источника может в равных долях быть разделённой между двумя нагрузками, изолированными друг от друга. Последнее представление позволяет производить более удобно ограничение по частоте снизу. Чтобы производить таковые, нам необходимо знать величину индуктивности L, подключенную параллельно 2R. Напряжение на этом резисторе в 4 раза превосходит напряжение между точками D и F и поэтому действующая индуктивность, включенная параллельно 2R, в 16 раз больше индуктивности между точками D и F.

Для компенсации на низких частотах действующая индуктивность, включенная параллельно 2R, может рассматриваться как две индуктивности, включенные последовательно: одна между точками Е и О, другая – между точками F и О, каждая из которых имеет величину в 8 раз большую, чем индуктивность между точками D и F. Гибрид, при этом, можно рассматривать как два трансформатора типа “симметричный-несимметричный”, расположенные на общем сердечнике, компенсация может быть произведена по типу, рассмотренному в главе 6.2.

6.8.2. Понижающий двухтактный гибридный трансформатор

Этот гибрид (Рис. 23) идентичен предыдущему, за исключением того, что передающие линии на одной стороне соединены параллельно, а не последовательно, как в предыдущей конфигурации. Когда этот гибрид используется для комбинирования двух сигналов, имеющих одинаковые частоту, фазу и амплитуду, ферритовый сердечник не намагничивается (не подмагничивается). Однако, когда V2 станет равным нулю, то напряжение на каждой обмотке будет равно V1/4, а напряжение на R2 будет равно V1/2. Это означает, что индуктивность, действующая параллельно R/2, становится в 4 раза больше индуктивности одной обмотки. Такой же подход следует применять и в нахождении напряжения на виток обмотки при расчёте Bmax.

Рис. 23. Двухтактный гибридный понижающий трансформатор

7. Практические примеры

Возможно комбинировать некоторые функции, указанные в главе 6, в одном трансформаторе. В двух приведённых примерах даны простые расчёты, позволяющие рассчитывать практические конструкции трансформаторов.

7.1. Трансформатор с 12,5 Ом симметричной обмотки на 50 Ом несимметричную обмотку

В этом случае, комбинируются трансформаторы, описанные в главах 6.2 и 6.3. Принципиальная схема этого трансформатора показана на Рис. 24. Трансформатор этого типа рекомендуется к применению в качестве широкополосного в SSB передатчиках в диапазоне частот 1,6…28 МГц. Такой трансформатор должен выдерживать пиковую мощность порядка 80 Вт. Входной импеданс трансформатора для симметричной схемы составляет 12,5 Ом, выходной, – для несимметричной схемы, – 50 Ом. Общая сумма потерь (активных и отражённых) не должна превышать 5%.

Рис. 24. Трансформатор с симметричным входом 12,5 Ом и несимметричным выходом 50 Ом.

Трансформатор намотан на одном кольце из материала 4С4 размерами 36 х 23 х 15 мм. Обмотки L1 и L2 должны иметь характеристическое сопротивление 25 Ом; они состоят из двух 50-омных коаксиальных кабелей диаметром 2,8 мм, соединённых параллельно. Обмотка L3 должна быть 50-омной, поэтому, для неё, использован один кабель 50 Ом диаметром 2,8 мм. Направление обмоток вытекает из необходимого (распре)деления напряжений. Из этого также ясно, что обмотки L1 и L2 имеют одинаковое число витков, а L3 - должна содержать вдвое больше витков, чем L1.

Нижнюю граничную частоту для трансформатора мы можем вычислить из величины действующей индуктивности, включенной параллельно резистивной нагрузке 50 Ом. Примем реактивность (реактивное сопротивление – составляющая импеданса) +j200 Ом на частоте 1,6 МГц, соответствующую индуктивности 20 мкГн, включенной параллельно 50-омной нагрузке (см. главу 3.1). Если напряжение между точками А и В составляет ¼ выходного напряжения, то индуктивность между этими точками должна быть 20/16 = 1,25 мкГн. Соответствующее количество витков:

где 1/А = 9,42 см^-1, а µr принята равной 100. Это даёт n= 3,06 витков.

Примем количество витков равным 3,5, что даст индуктивность, подключаемую параллельно 50-омной нагрузке:

Измерение дало другое значение – 39 мкГн, потому что µr применённого сердечника была больше, чем 100.

Максимальную плотность магнитного потока Bmax можно высчитать, когда известны максимальные напряжения на обмотках. Пиковое значение напряжения на 50-омной нагрузке при 80 Вт мощности:

А между точками А и В: 89,5 / 4 = 22,35 В. Сечение этого сердечника составляет: 0,976 х 10^ -4 м². Так что на частоте 1,6 МГц максимальная плотность потока будет:

Это соответствует производной Bmax х f 1,05 х 10^4 Т.Гц. На Рис. 5 можно видеть, что при изменении до этого уровня, потери в сердечнике – незначительны. Минимальное параллельное сопротивление потерь, отнесённое к нагрузке 50 Ом (см. Рис. 5):

Отсюда: потери в сердечнике: 50 / 10700 х 100% = 0,47% максимум

Кабель может вынести мощность 170 Вт на 28 МГц и его потери на этой частоте составляют 0,135 дБ/м.

Длина кабеля (сумма L1 и L3) составляет примерно 60 см, что даст потери в кабеле примерно 1,9%.

Когда трансформатор подключался несимметричной стороной к 50-омному источнику и нагружался двумя резисторами по 6,25 Ом с симметричной стороны (средняя точка (соединения) резисторов заземлялась), потери мощности и асимметрия были настолько малы, что не могли даже быть измерены. Входной импеданс несимметричной стороны, как функция от частоты, приведён в таблице 2.

Таблица 2

F, МГц	Rp, Ом	Xp, Ом
1,6	49,3	+j395
5,0	49,6	+j1250
15,0	50,2	+j21200
28,0	50,2	-j1060

7.2. Трансформатор с несимметричной обмотки 50 Ом на симметричную обмотку 5,55 Ом

В этом случае, трансформаторы, описанные в главах 6.2 и 6.5, комбинируются в одну конструкцию. Принципиальная схема дана на Рис. 25. Трансформаторы этой конфигурации также рекомендованы к широкополосному применению в SSB передатчиках на частотах 1,6…28 МГц. Рекомендуемая максимальная пиковая мощность, на которую рассчитан трансформатор, равна 5 Вт со входным импедансом несимметричного питания 50 Ом и выходным симметричным 5,55 Ом.

Рис.25. Трансформатор 50 Ом несимметричный вход, 5,55 Ом симметричный выход

Трансформатор может быть выполнен намоткой на одном кольце из материала 4С4 размерами 23 х 14 х 7 мм. Обмотка L1 должна иметь характеристический импеданс 50 Ом; это достигается скручиванием пары обмоточных проводов диаметром 0,45 мм в эмалевой изоляции (Rc = 52 Ом). Обмотки L2 и L3 должны иметь характеристическое сопротивление 16 2/3 Ом. Для этой цели взято четыре обмоточных провода диаметром 0,22 мм в эмалевой изоляции, провода сложены вместе и соединены по диагонали, как показано на Рис. 26; характеристическое сопротивление оказалось равным 30 Ом, что потребовало введения коррекции по высоким частотам. Необходимая компенсация была обеспечена практически подобранными емкостями С1 = 22 пФ, С2 = 270 пФ.

Рис. 26. Взаимное соединение проводов обмотки. Провода, обозначенные точками, соединяются между собой, точно также как, - провода обозначенные крестиками. Такая конфигурация даёт максимальную ёмкость в обмотке, необходимую для низкого характеристического сопротивления.

Из распределения напряжений следует, что обмотка L1 должна иметь в 1 ½ раза больше витков, чем обмотки L2 и L3. Необходимое количество витков может быть рассчитано тем же способом, что и в предыдущей главе. Чтобы обеспечить минимальную индуктивность параллельно входу в 20 мкГн, для L1 необходимо 9 витков. Измеренное значение оказалось равным 30 мкГн.

Вычисление значения Bmax в соответствии с методом, приведённым в главе 7.1, дало значение, примерно, 40 гаусс на 1,6 МГц. Это так мало, что можно выбрать для трансформатора сердечник и поменьше. Этого не следует делать только потому, что на сердечнике меньших размеров, просто, не войдут обмотки. В таблице 3 приведён входной импеданс как функция частоты.

Таблица 3

	Без ВЧ компенсации		С ВЧ компенсацией
	Rp, Ом	Xp. Ом	Rp, Ом	Xp, Ом
1,6	49	+j300	48	+j370
5,0	50	+j360	48	+j840
15,0	56	+j220	50	+j1400
28,0	71	+j213	51	-j11000

Если отсутствует компенсация по высоким частотам, то изменение импеданса довольно большое. Это вызвано следующими причинами:

- Характеристическое сопротивление передающих линий L2 и L3 оказалось равным 30 Ом, вместо 16 2/3 Ом.
- Электрическая длина обмоток L2 и L3. Измерения показали, что длина волны в этих линиях составляет только 41% от длины волны в свободном пространстве. Уменьшение длины волны достигнуто свиванием проводов, диэлектрической постоянной изоляции проводов и влиянием µr ферритового сердечника. (речь о коэффициенте укорочения линии – UA9LAQ).
- Индуктивность резисторов нагрузки.

Потери мощности на частоте 28 МГц составили 0,34 дБ. На более низких частотах потери были ещё меньше, так что их нельзя было даже точно замерить. Асимметрия между двумя выводами была менее 4%.

8. Литература, ссылки:

23 марта 1998 г

Продолжение статьи: Разработка мощных высокочастотных широкополосных трансформаторов. Часть 2.

Свободный перевод с английского: Виктор Беседин (UA9LAQ) ua9laq@mail.ru
г. Тюмень декабрь, 2004 г