Доброго времени суток!
Странно, что очень мало разработок SDR промежуточного уровня. Встречаются либо простейшие конструкции с кварцем, либо монстры с синтезаторами. Идея этого проекта и родилась как некое промежуточное звено. А именно - всеволновой (в разумных пределах) SDR с "ручным" управлением, который связан с компьютером только через аудиокарту.
Естественно что принципиальный вопрос перекрытия диапазона 2-30мгц - высокостабильный гетеродин 60-120мгц. Т.к. конструкция изначально задумывалась как собранная "изтумбочных" деталей, то понятное дело ддски и сишки из рассмотрения были исключены. Решено было применить ЦАПЧГ которая в зарубежной литературе фигурирует под названием Huff&Puff VFO stabilizer. Существует три разновидности данной методы. Выбрана была самая простая с частотой коррекции равной шагу перестройки. В лоб применять уже существующие схемы не представляется возможным, т.к. они предназначены для стабилизации относительно низкочастотных ГПД (до 20мгц). В результате недели экспериментов родилась схема представленная в атаче.
Некоторые ремарки:
1) детектировать фазу непосредственно на рабочей частоте задающего генератора не получилось. скорее всего виной тому наводки. схема получается очень нестабильной. поэтому частота гетеродина предварительно делится на 8 цепочкой из трех триггеров.
2) опорная частота (которая и определяет шаг перестройки) выбрана в 1.2кгц и формируется счетчиком 74HC4060 из кварца 10мгц. с учетом деления на 8, гпд будет перестраиваться с шагом в 8*1,2=9,6кгц, что более чем предостаточно
3) сигнал ошибки интегрируется цепью R7C9C10 и поступает на варикап осуществляя коррекцию ухода частоты
Казалось бы все просто и банально, но кровушки она у меня все же попила ))
Начнем с задающего генератора. Катушка L1 - три витка посеребренного провода 1мм, отвод от 1 витка снизу. Т.к. в качестве КПЕ очень хотелось использовать малогабаритный сдвоенный от укв-блоков с перекрытием 10-40пф, то встал вопрос минимизации всякого рода емкостей в контуре. Изначально схема была запущена по упрощенной схеме (в атаче). После этого были определены минимальные емкости C3 и C5. C3 влияет на запуск генератора. C5 на амплитуду сигнала, которая должна быть достаточно для срабатывания первого триггера. Конденсатор связи варикапа с контуром C1 выбран минимальным. И даже несмотря на это крутизна управления составляет 32кгц/в на частоте 64мгц и 250кгц/в на частоте 120мгц
Теперь что касательно интегрирующей цепи. Ни в одной работе по ЦАПЧ я ни разу не встретил сколь нибудь аргументированного выбора параметров этой цепи. А от нее как оказалось очень существенно зависят параметры генератора. Пришлось "изобрести" свою теорию )) В устоявшемся режиме когда частота кратна опорной на входе интегратора присутствует Fref/2 положительных и Fref/2 нулевых импульсов (за 1 сек). на выходе цепи Uпит/2. В случае изменения входной частоты на 1гц/сек у нас появится один импульс коррекции (за 1сек). Длительность этого импульса будет равна 1/Fref сек. При этом на выходе интегратора напряжение изменится примерно на 2.5/(Fref*R*C) вольт (тут 2,5 - амплитуда импульса коррекции). Tсли нам известна крутизна управления VCO (обзовем ее) dFvco, то можно составить простое уравнение
dFvco = Fref*R*C/2.5
при его выполнении цепь ЦАПЧ будет полностью компенсировать дрейф. Т.к. точное равенство никогда не выполняется то интересно посмотреть что получится. В частности если напряжение на выходе интегратора меньше чем необходимо для коррекции то цепь все равно стабилизируется, но время вхождения в синхронизм будет тем дольше, чем больше соотношение крутизны управления VCO и коэфф передачи частотного детектора. В другом случае когда интегратор выдает напряжения больше чем необходимо для коррекции наблюдается рассинхронизация системы и ни о какой стабилизации речи быть не может.
Исходя из всего вышенаписанного и были определены параметры цепи интеграции. А именно:
R9 = dFvco * 2.5 / (Fref * C) = 32000 * 2.5 / (1220 * 0.0002) = 327ком
расчет велся для максимальной частоты. номинал резистора был выбран с 10% запасом
в результате система устойчива во всем диапазоне перестройки и имеет максимальную скорость коррекции на верхнем краю диапазона перестройки
Уход проверялся в течении 12 часов. Всякие "трещалки" и "жужжалки" на панораме с места не сдвинулись )) При том что катушка не экранирована и вся схема собрана в "манхеттенском" стиле. Никаких "бульканий" и "кваканий" опорной частоты в принятом сигнале обнаружить не удалось. Выбег минимальный и стабилизируется в течении 1-2мин
КПЕ желательно оборудовать верньером. Вполне достаточно 1:2..3. Перестройка по панораме вполне адекватная. А на вещалки можно настроиться только одним КПЕ ))
Теперь по поводу примененных компонент и возможных замен. Полевики любые вч-слаботочные. 2N4401 в буфере меняется на любой маломощный вч. Возможно придется подобрать смещение чтобы на коллекторе было примерно половина питания. Все 74AC74 можно заменить на 74HC74, за исключением первого триггера который стоит после гетеродина и работает на частотах 60-120мгц. Ибо по паспорту 74HC такие частоты уже "не тянет". Можно попробовать применить другие серии логических микросхем - главное чтобы они по частоте работали. Формирователь опорной частоты на 74HC4060 - узел совершенно некритичный. может быть собран на чем угодно. Основная его задача выдать высокостабильный сигнал частотой около 1-2кгц. Скважность - любая.
При запуске первым делом проверяем линейку делителей частоты. Далее частоту замеряем на самом низкочастотном выходе линейки (8-16мгц). Не надо подключать всякую лишнюю нагрузку к генератору - это приводит к сдвигу генерируемых частот и/или к срыву колебаний. Первоначально цепь коррекции частоты размыкаем. Подавая на варикап 0/+5в делаем замер изменения частоты на максимальной рабочей частоте. Если уход больше чем 160кгц/5в (не забываем что контроль частоты ведется после линейки делителей!) то корректируем параметры интегрирующей цепи согласно формуле
dFvco = измеренный уход * 8 / 5 (т.к. уход меряем после деления на 8 и при изменении напряжения на варикапе на 5в)
R9 = dFvco * 2.5 / (1220 * 0,0002)
При другом значении опорной частоты так же необходимо корректировать интегрирующую цепочку.
В устоявшемся режиме напряжение на варикапе должно составлять примерно половину питания, т.е. 2,5в
Схема квадратурного формирователя, смесителя и УНЧ.
На входе Tr1 - намотан на самодельном бинокле из двух помехоподавляющих ферритовых трубочек. Первичка 3 витка, вторичка 3+3витка (мотается сложенным вдвое проводом). После намотки неплохо проверить КСВ в диапазоне 2-30мгц. Должен быть не хуже 1,3. При завале в низах нужно больше витков. И наоборот. Феррит брать высокой проницаемости. Трубки можно сделать и из колечек. На форуме есть рекомендации.
"Фишка" квадратурного детектора в том что каждая из вторичных обмоток Tr1 работает на свой канал.
Счетчик Джонсона формирует квадратурные сигналы управления ключами. Ключи выбраны 74HC4066. Могут быть заменены на 74HC4053 - т.к. легко заметить что в каждом канале ключи управляются в противофазе. Т.е. два верхних ключа меняем на один переключающий из 4053. Можно применить и другие раздельно управляемые ключи например от AD. На крайний случай можно поставить диоды - по два в каждый канал. Схему чуть позже набросаю.
Конденсаторы C3-C6 в 2400пф выбраны из условий работы с картами с частотой оцифровки 192к (собственно на такой карте все и работает). Больший номинал приводит к завалу по краям панорамы.
Разделительные конденсаторы C7-C11 нужны по нескольким причинам. Во первых нам совершенно не нужны фликер-шумы нвозле нулевой частоты (середина панорамы), во вторых связь по постоянному току приводит к лишней синфазной составляющей ввиду разброса сопротивлений ключей. И в завершение несмотря на то, что входы ключей смещены делителем на R1R2 до половины питания, на их выходе будет другая постоянная составляющая. Именно на эти грабли я и наступил когда попытался исключить блокировочные конденсаторы. Выглядело это так - до частоты 12мгц все работает. Выше - не работает. Оказалось что при повышении частоты постоянная составляющая на выходе ключей падает с 2,5в до 1,5в. А при таком напряжении "средней точки" и питании в 5в NE5534 отказались работать т.к. они не rail-to-rail. Кстати они работают до 5в однополярного несмотря на заявленные по даташиту +/-3в минимальных. Операционные усилители могут быть применены практически любые малошумящие. Номиналы конденсаторов C3-C5 и резисторов R7, R10, R11, R9, R13, R14 подбирались тестером по минимальному отклонению.
При таком "ручном" подборе номиналов фазовый дисбаланс между каналами получился около 3град на частоте 25мгц. С уменьшением частоты он уменьшается и на частотах менее 10мгц зеркалка не видна на панораме. Амплитудный дисбаланс 2%, но он влияет меньше
Кус в каждом канале около 23дб. Логика выбора Кус примерно следующая - при подключении SDR (с закороченным на землю антенным входом) к аудиокарте шумовая дорожка должна подняться примерно на 10дб.
Теперь самое интересное. Как видно из схемы на аудиокарту идет проводов больше чем обычно )) Дело в том что большая часть проф.карт имеют дифференциальные входы (это указывается в документации). Почему бы их не использовать полностью? Тем более что это даст дополнительное подавление синфазной составляющей. Собственно это и сделано. И более того - оно великолепно работает. на данный момент УНЧ и смеситель вообще никак не экранированы, плата лежит сверху на внешней аудиокарте, в 20см комп и два монитора. И абсолютно никаких наводок!
Если у вас карта которая без дифференциальных входов то схему прийдется несколько видоизменить. Потребуется два дополнительных операционника. Резисторы 10к в их обвязке некритичны и могут быть в диапазоне 4к5-15к. Но их очень желательно подобрать с помощью мультиметра чтобы отклонение было минимальным
Сообщение от RA4FIX
