Да, кстати, я хотел бы предостеречь от слишком большого увлечения программами - симуляторами, особенно при рассмотрении нелинейных схем при небольших соотношениях с/ш, т.к. программ, способных делать такое моделирование совсем мало, стОят они очень дорого и "ломаных" я не встречал, а все остальные - это для студентов и для расчета "режимов по постоянному току"!
Схемы как раз линейные, а сигналы всего-навсего импульсные и синусоидальные, так что если не делать явных ошибок, то результат что для студентов, что для радиолюбителей абсолютно одинаков...
Во вложении та же табличка с моими расчетами к-тов преобразования смесителя по схеме рис.2 для первой, второй и третьей гармоники сигнал. Обратите внимание на то как резко ухудшается показатель по 2-й гармошке, просто катастрофа!!!!
Полностью согласен.Сообщение от Oleg 9
to sev_n_v
Николай, ваша ошибка в том, что считали коэфф. преобразования по напряжению, а не по мощности сигнала.
Это из той же области, что "ставим трансформаторы, а усилители нафиг не нужны".
Раз уж говорим о теории, то, допустим, у нас есть такой трансформатор, который способен работать на тех самых частотах 0...3 кГц. Включаем в схему sev_n_v такой трансформатор между смесителем и ОУ как повышающий (что делать имеем полное право, т.к. выходное сопротивление смесителя относительно низкое, а входное сопротивление ОУ высокое) и получаем дополнительное многократное повышение коэффициента передачи. И, поскольку шум ОУ на порядки превышает собственные шумы ключа, получаем и почти такое же улучшение отношения сигнал/шум. Что это, получили коэффициент шума схемы выше теоретического? Да нет, всего лишь немножко приблизились к теоретическому пределу --- тому самому, когда смеситель работает в согласованном режиме, т.е. отдаёт в нагрузку без потерь всю свою выходную мощность. Который известен, и составляет 3,9 дБ для "классического" смесителя и 0,9 дБ для смесителя с фазовой компенсацией зеркального канала. Но поскольку в реальной схеме никакого трансформатора нет, смеситель мы, по сути, недоиспользуем. И величину потерь, возникших из-за этого недоиспользования (равных 20lg отношения напряжения полезной составляющей, которое было бы на входе ОУ, будь у нас между выходом смесителя и входом ОУ повышающий трансформатор, к тому напряжению полезной составляющей, которое имеем без трансформатора) мы должны прибавить к "теоретическому" коэффициенту шума смесителя. Величина этой "поправки" также приблизительно равна 20lg от квадратного корня из отношения входного сопротивления ОУ к выходному сопротивлению смесителя --- и это вещь, достаточно большая. Т.е., попросту говоря, такой смеситель обладает довольно большим коэффициентом шума.
Похожие дела и со скважностью. Если смеситель работает фактически в режиме ХХ, то потери мощности роли не играют, но при этом он сильно по энергетике недоиспользуется (см. пример с "идеальным" трансформатором). Как только мы захотели смеситель использовать энергетически полностью, нагрузив его на реальную нагрузку посредством согласования с ОУ, так сразу же столкнёмся с негативным влиянием увеличения скважности. Можно просто сказать, что энергия сигнала прямо пропорциональна его длительности, и в случае смесителя энергия максимальна, когда длительность гетеродинного импульса равна половине периода этого импульса (для смесителей, работающих на "половинной" частоте гетеродина --- соответственно, 1/4). Но кому не лень, могут проверить и чисто математически --- на стр.25 книжки Дроздова имеется разложение в ряд Фурье для ключевого смесителя, работающего при скважности гетеродина, равной 2. Аналогичное разложение можно проделать, вообще-то, и для любой другой скважности. После чего сравнить величины коэффициентов при "полезных" членах ряда --- кто это проделает, увидит, что как скважностью ни крути, а максимальный коэффициент будет всегда в том случае, когда у гетеродина скважность 2. Соответственно, и уровень полезной компоненты при этом максимален. А чем он больше, тем лучше отношение сигнал/шум.
Возникает закономерный вопрос --- а почему в УВХ нет проблем с шумами? Ответ, на самом деле, достаточно прост. А никто и никогда не ставит УВХ на самом входе тракта --- перед устройствами дискретизации всегда присутствует усиление, и достаточно большое. А теперь вспоминаем опять классику --- что определяет коэффициент шума тракта, вход, либо выход? То-то и оно, что вход. Т.е. на УВХ в реальной жизни сигнал поступает уже в смеси с шумами входных каскадов. Используя в УВХ короткий стробирующий импульс, мы уменьшаем энергию сигнала. Но мы в равной степени уменьшаем и энергию смешанных с этим сигналом шумов входных каскадов. Поэтому до определённого предела и не видим ухудшения отношения сигнал шум. Точно также, как не видим ухудшения отношения сигнал/шум, вводя аттенюатор на выходе тракта, а не на его входе --- потери энергетики в этом случае компенсируются предшествующим затухателю усилением.
Ну а вывод прост. Вечных двигателей не бывает, и физику не обманешь. УВХ известны всем, и не один десяток лет. Но никто их на входе малошумящего тракта не применяет, и тому есть причины, о которых было сказано выше. Аналогично и со смесителями "на основе УВХ". Более того, использование смесителей "на коротких гетеродинных импульсах" даже и на выходе тракта, после узкополосной фильтрации, совершенно бессмысленно. Первое --- не нужные никому потери мощности сигнала. Смысл --- сперва усиливать, а потом усиленное гасить? Второе --- спектр --- и увеличение чувствительности смесителя по побочным каналам приёма (на гармониках гетеродина), и увеличение уровня побочных продуктов на выходе. Без какой-либо пользы взамен.
73!
Уточню такой момент. Минимальный коэфф. шума у распространённых ОУ (NE5532, NE5534), включенных по схеме неинвертирующего усилителя с обратной связью, получается при сопротивлении источника сигнала 1-5 кОм. К такому сопротивлению и нужно трансформировать вых. сопротивление смесителя. При том, что входное сопротивление ОУ может составлять десятки и даже сотни килоом. Такой парадоксальный, на первый взгляд, эффект обусловлен токовой компонентой шума входного каскада. Так что и без НЧ трансформатора, при правильном выборе сопротивления смесителя и согласовании с ДПФ, коэфф. шума не так уж далёк от теоретически достижимого.
С тем, что максимальный коэфф. передачи смесителя получается при равной длительности времени открытого и закрытого состояния ключа - согласен.
Приветствую всех участников и гостей этой темы форума!
Насколько я понял из статьи аргумент.doc там тоже считали коэфф. преобразования по напряжению.
То All
По поводу трансформаторов. Если у нас разные Rвн и Rнагр или другими соловами Rвых и Rвх, то согласование по мощности подразумевает трансформацию сопротивлений. Если мы ставим на входе повторителя напряжения на ОУ сопротивление равное Rвых предыдущего каскада, то это не есть согласование по мощности. Как правильно заметил Илья RW3FY только при помощи трансформатора можно добиться такого согласования. Если источник сигнала и нагрузка работают на одной частоте, то здесь вопросов не возникает. А если на разных? Как нужно согласовывать источник сигнала на Рис.2 в Схеме.gif если по ВЧ он работает в режиме КЗ а по НЧ в режиме ХХ? :idontnow:
Вообще вопрос согласования является камнем преткновения для многих радиолюбителей. В качестве примера небольшое исследование смесителя Рода Грина на 74НС4053.
Хотелось бы заметить, что Род Грин обыкновенный смертный и имеет такое же право на ошибки, как и все мы.
Теперь относительно схемы.
Если учесть, что сопротивление источника сигнала 50 Ом и коэффициент трансформации по напряжению 1:6, оно трансформируется в 50*6*6=1800 Ом. Это сопротивление поделится пополам между обмотками и составит 900+900 Ом, а не 450+450 Ом, как утверждал RW3DKB, в пояснениях к схеме Р.Грина. Далее, при напряжении питания 74НС4053 +4,5/-4,5В и сопротивлении замкнутого ключа 50 Ом частота среза ФНЧ в соответствии с формулой F=1/2пиRC составит 1/2*3,14*(900+360+50)* 22*10-9=5522Гц, что вполне допустимо, но теряется смысл в применении R1, R2.
Выходное сопротивление ФНЧ в полосе до 3 кГц будет приблизительно равно 900+360+50=1310 Ом. Как видим вопрос согласования выходного сопротивления ФНЧ, с входным сопротивлением предварительного УНЧ решен крайне неудовлетворительно. При входном сопротивлении УНЧ в 33 Ом будет сильный завал АЧХ и низкий коэффициент передачи цепи Rвых ФНЧ Rвх УНЧ, который можно приблизительно посчитать как Rвх УНЧ/ Rвых ФНЧ + Rвх УНЧ = 33/1310+33=0,025. Общий коэффициент передачи с выхода ФНЧ составит R5/R3*0,025=680/33*0,025=0,51. Что-то с его схемой не то, возможно Род Грин хотел подорвать нашу веру в технику ПП.
73! Николай.
Речь, скорее, о наличии самого факта недоиспользования смесителя по отношению сигнал/шум. Конкретная его величина, безусловно, для различных ситуаций может быть разной, в том числе и не очень большой. Хотя, на мой взгляд, для малошумящего приёмника "лишние" потери в 1...3 дБ на стыке "пассивный смеситель/его нагрузка" --- это уже достаточно много, а 3...6 дБ --- катастрофически много.
73!
Я думаю, что в идеале режим согласования нужно обеспечивать на всех частотах --- и на ВЧ, и на НЧ. Последнее важно именно для ТПП, в супергетеродинах, на мой взгляд, при наличии на входе приёмника диапазонных фильтров согласование на НЧ не актуально. А уж как обеспечить такое согласование в ТПП --- вопрос непростой. И нужно ли обязательно его обеспечивать --- тоже вопрос. Поскольку платой за "честность" решений всегда является усложнение схемы. Крайне нежелательное в ТПП, т.к. в этом случае оно ещё и увеличивает число элементов, от которых требуется идентичность. В моём понимании, в случае ТПП нужно добиваться максимума подавления нерабочей боковой и прямого детектирования --- т.е. тех параметров, которые для ТПП являются критичными. А с чувствительностью и динамикой ---всего лишь ограничиваться заведомо разумно-достаточными значениями --- выжимание этих параметров не должно идти во вред подавлению нерабочей боковой.
Данный вопрос в какой-то степени рассмотрен у Богдановича ("Радиоприёмные устройства с большим динамическим диапазоном") --- там он, со ссылкой на западный источник, приводит формулу зависимости коэффициента преобразования ключевого диодного смесителя от сопротивлений открытого/закрытого ключа, источника сигнала и нагрузки. Если не делать упрощений, вытащить из неё выражение для оптимума в явном виде достаточно сложно чисто математически. Но внешне эта формула хорошо увязывается с предлагаемым "по классике" расчётом оптимума через среднее геометрическое от сопротивлений открытого/закрытого ключа. Ещё по поводу расчёта к-та преобразования --- Богданович в совершенно явном виде указывает, что свои расчёты делает для ситуации согласованности смесителя по входу и по выходу с точки зрения минимума потерь мощности. Речь, соответственно, ведёт о коэффициенте передачи по мощности. То же самое, надо полагать, имеет место и в приведённой Вами статье, просто там это в явном виде не указано. Собственно, иное и бессмысленно --- в общем случае напряжения могут трансформироваться как угодно в пределах самой схемы --- не у всех схем входное и выходное сопротивления совпадают.
По поводу влияния скважности --- нужно учитывать коэффициент преобразования и на чётных, и на нечётных гармониках, причём не сам коэффициент преобразования как таковой, а его соотношение с коэффициентом преобразования для полезной компоненты --- увеличение коэффициента преобразования на "вредных" компонентах сопровождается пропорциональным уменьшением его для компонент "полезных" (когда в одном месте прибыло, в другом убыло --- мощность компонент спектра не может уходить в никуда и появляться из неоткуда --- она просто перераспределяется между разными составляющими). И тут правильнее (да и нагляднее) расматривать не осциллограммы, а разложение выходного сигнала смесителя в ряд Фурье.
73!
То Илья RW3FY
Полностью с Вами согласен.
Возражение вызывает только методика по среднегеометрическом у сопротивлению. Она мне давнооо не нравится
Теоретически, так сказать в общем смысле, по согласованию все понятно. Но когда доходишь до конкретной схемы начинаешь испытывать затруднения. Взять хотя бы схему на Рис.2 в Схеме.gif. Если есть желание и возможность выскажите свои соображения по вопросу согласования в ней.
Очень хорошая мысль по поводу спектров. Будем анализировать спектры.
А пока по инерции еще несколько осциллограмм.
Уважаемый RW3DKB.
По-моему Вы слишком эмоционально реагируете на происходящее. Ваша поспешность может сослужить Вам плохую службу. Похоже, Вы и сейчас готовы пробежать стометровку на мировой рекорд. Завидую Вам.
Теперь по существу. В отличие от Вас мне не удалось добиться преобразования на второй гармонике гетеродина, т.к. схема балансная. В соответствии с этим и Qг никак не влияет на Кпр по второй гармонике. По первой гармонике Вы указали цифру –3,56, что тоже говорит о поспешности измерений, т.к. предел –3,9. Ну а по третьей гармонике наши цифры почти совпадают (см. Таблицу 2 во вложении)
Для тех кому интересно выкладываю также осциллограммы.
Как побочный продукт этого обсуждения есть смысл подумать о преобразовании на третьей гармонике при повышенной скважности, ведь при этом частота гетеродина снижается в три раза, фазовые соотношения сохраняются, а потери по сравнению с преобразованием на первой гармонике незначительные. Нужно только все как следует обсчитать по отношению к ДПФ, только спокойно.Я не думаю, что 10-13дБ это смертельная цифра для ДПФ, тем более что речь идет о помехе в три раза выше или ниже частоты сигнала.
73! Николай.
To sev_n_v
Вы хоть сами понимаете чего пишите?Конкретно чего надо? На каком диапазоне не хватает чувствительности у вашего приёмника? Какую антенну используете? По какой схеме сделан смеситель?
Олег, помогите согласовать схему на Рис.2 Схема.gif из моего первого сообщения.
Эту тему просматривают: 2 (пользователей: 1 , гостей: 1)
Ваши права
