www.dxsoft.com

\главная\р.л. конструкции\усилители мощности\...

Диплексеры – комплексные фильтры для КВ усилителя мощности на МОП-транзисторах.

Перевод статьи из журнала QEX, July/Aug 1999. William E. Sabin, W0IYH.

Описываемый комплексный фильтр с широкополосным согласованием отсекает паразитные излучения, позволяет избежать проблем внеполосного рассогласования: уменьшения полезной выходной мощности, повышенной нестабильности и нелинейности, уменьшения к. п. д. Этот фильтр разработан под 120 Вт полупроводниковый РА на КВ диапазоны.

Фильтрация на выходе полупроводникового (и не только!) линейного РЧ SSB усилителя мощности является важным условием по двум причинам:

Третья гармоника основного, полезного сигнала, как правило, в РА бывает подавлена на 10...15 дБ, по отношению к первой. В хорошо сбалансированных двухтактных усилителях мощности вторая гармоника подавлена на 40 дБ или может быть доведена до этого уровня.

На Fig. 1 показана спектрограмма сигнала со 120-ваттного двухтактного РА без фильтрации. На уровне выходной мощности в 120 Вт Инструкция требует подавления гармоник минимум на 40 дБ, а подавление гармоник в 55 дБ крайне желательно и жизнь от нас потребует этого в будущем.

Кроме подавления гармонических продуктов фильтр должен обеспечивать и активную нагрузку усилителю в 50 + j0 на рабочей частоте, на которую рассчитан РА. Только тогда усилитель обеспечит необходимую выходную мощность и линейность “как и было задумано”, а потом проверено двухтональным испытательным сигналом.

На Fig. 2 показан худший случай наличия продуктов двухтонального сигнала на выходе моего 120 Вт усилителя на МОП-транзисторах в диапазоне 1,8...29,7 МГц. Ещё одним основанием для применения фильтров является требование отсутствия различного рода паразитных генераций (гармоник) и склонности РА к самовозбуждению. Генерация в РА может присутствовать постоянно или возникать во время подачи полезного сигнала, при включении или выключении анодного напряжения, при регулировках его уровня, а также манипуляциях в цепи сеточного смещения.

Имеется ещё много внутренних причин для нестабильности работы РА, но, в первую очередь, мы должны учесть влияние вносимого входного сопротивления фильтра в широкой полосе частот, а, особенно, в полосе задерживания, которое приложено к транзисторам РА.

На Fig. 3 показан обычный выход РА на LC фильтре нижних частот (ФНЧ). Вне полосы пропускания, а, особенно, сразу за полосой, входной импеданс фильтра имеет ярко выраженный реактивный характер. Это реактивное сопротивление может быть трансформировано различными сложными способами: с помощью трансформаторов, катушек и линий передачи, расположенных между транзисторами РА и входом фильтра. Импеданс, обеспечиваемый фильтром для транзисторов в полосе задерживания может быть настолько большим и носить настолько реактивный характер, что проблемы нестабильности РА будут легко обеспечиваться за счёт обратной связи в самих транзисторах РА (некуда “сбыть” мощность колебаний тех частот (гармоник), которые не проходят через фильтр, чем больше мощность колебаний таких частот, тем нестабильнее работает РА). На РЧ, и, именно с МОП-транзисторами, разработанными для работы на РЧ, проблемы начинают возникать, когда импеданс внешней нагрузки будет согласован с ними с КСВ более 2. Одна, присущая этой схеме, причина нестабильности РА возникает, когда гармоника внутриполосного сигнала фильтра попадает на частоту в полосе задерживания, где расположена аномалия амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) фильтра. Анализатор спектра со следящим генератором (развёртки?), работающие при различных уровнях мощности, смещениях на затворах транзисторов и напряжениях на их стоках оказывает неоценимую услугу в выявлении таких аномалий.

Мой опыт экспериментатора также подтверждает, что гармоники, особенно, третья, очень часто отражаются фильтром (куда им деться, ведь фильтр их не пропускает к антенне, тем более, что и антенна на них, как правило, не рассчитана: имеет резонансную частоту ниже и не согласована на частотах гармоник!), возвращаются к транзисторам в таких амплитудах и фазах, что интермодуляция возникает в непредсказуемой форме и с ней трудно бороться.

Обычно используемые методы борьбы с целью стабилизации РА: это - отрицательная обратная связь (ООС) и резистивная нагрузка, как это показано на Fig. 3 . Приведу один пример: современные выходные трансформаторы нагреваются при работе и выполняют, таким образом, роль постоянных резистивных нагрузок на основной частоте и на частотах гармонических продуктов. Я предпочитаю ООС с использованием выходного трансформатора (1:4 по импедансу), выполненным на линии передачи, который, практически, не рассеивает мощность и спокойно себе работает при комнатной температуре (не греется). Этот подход просто осуществить в случае РА на МОП-транзисторах, работающих при 40...50-вольтовом питании и выходной мощности в 120 Вт. Это означает, что амплитуда РЧ напряжения (“от пика до пика” ) составляет небольшую часть от напряжения питания (зато – каков ток!) и работа РА в классе АВ является достаточно линейной. А линейность следует предпочесть к. п. д. усилителя и его максимальной выходной мощности. При разработке РА на полупроводниках, ко всем требованиям следует подходить принципиально максимально жёстко и до конца [ 1 ], только, в этом случае, можно получить обнадёживающие результаты. Поиск подходящей практической схемы РА на транзисторах - “ жестокая игра до победного“ , пока найдётся стоящая публикация или конструктор (набор для изготовления или обустройства РА). Мой опыт в конструировании самодельных РА подсказывает, - если усилитель стабилен с широкополосной нагрузкой в 50 Ом, то линейность с установленным (достаточно узкополосным, если иметь в виду частоты от постоянного тока до световых) фильтром легче достигнуть с помощью фильтрового диплексера (далее, просто, диплексера или, просто, фильтра, когда ясно о чём идёт речь), описанного в этой статье. Это также препятствует возникновению в РА генерации любого рода при узкополосных фильтрах, а ведь именно узкополосными и являются любительские диапазоны [ 2 ].

Достоинством моего подхода к проблеме является и превентивная мера: изготовление РА на подобранных для работы в паре МОП-транзисторах MRF-160, специально рассчитанных для применения в однополосных РА и выполнение усилителя по двухтактной сбалансированной схеме, позволившей подавить вторую гармонику полезного сигнала (а, заодно, и другие, - чётные), по крайней мере, на 40 дБ до фильтра.

Фильтровый диплексер.

Диплексер позволяет нагружать РА сопротивлением 50 Ом с малыми потерями на отражение (менее 25 дБ) в полосе частот от постоянного тока до более 50 МГц.

На Fig. 4 показан комбинированный фильтр этого типа на 80-метровый радиолюбительский диапазон, а на Fig. 5 - симулированные на компъютере идеализированные характеристики составляющих диплексерного фильтра - ФНЧ и ФВЧ, основанные на данных из ARRL Radio Designer. Более реальные характеристики комбинированного фильтра приведены ниже.

Потери на отражение в пределах 80-метрового диапазона не превышают 35 дБ, что довольно хорошо. Наибольшие потери на отражение будут в районе пересечения двух характеристик (ФНЧ и ФВЧ), т. е., в районе частоты 5,45 МГц.

На Fig. 6a и Fig. 6b показан тот же спектр, что и на Fig. 1, только отдельно на выходе ФНЧ и выходе ФВЧ, соответственно. Мощность гармоник рассеивается в нагрузочном “поглощающем” 50-омном резисторе. Отметим, что этот резистор практически не рассеивает мощность первой гармоники (полезного сигнала) и что на выходе ФНЧ присутствует малое количество гармонических составляющих, что видно также и на Fig. 5, где кривая характеристическая линия ФВЧ спадает на 22 дБ на частоте 4 МГц, а ФНЧ – 18 дБ на частоте 7 МГц и 40 дБ – на 10,5 МГц. Это указывает на то, что, чтобы получить подавление в 40 дБ и для второй гармоники (7 МГц), нам следует применить двухтактный сбалансированный РА (справедливо не только для транзисторных РА).

Как только подтвердились результаты моих выводов (см. выше), я счёл схему такого фильтра приемлемой и надёжной. Из Fig. 5 ясно также почему фильтр подходит к узкой полосе, например, 3,5...4,0 МГц. Представьте, например, что частота полезного сигнала (первой гармоники) сместилась на 5,0 МГц, сразу сильно возрастут потери мощности этого сигнала, которая будет бесполезно рассеиваться на поглощающем резисторе. Если частота полезного сигнала сместится вниз на 3,0 МГц, то будет недостаточным подавление второй (6 МГц) и третьей (9 МГц) гармоник. С помощью трёх таких диплексеров можно перекрыть диапазоны: 40/30, 17/15 и 12/10 метров, а все девять диапазонов - с помощью шести диплексеров.

Разрабатывая диплексер.

Диплексер преобразован из прототипа ФНЧ (Fig. 7 – верхняя часть, на которой показан и идеальный источник напряжения с нулевым внутренним сопротивлением, - этому важному аспекту уделяется внимание в этой части статьи).

Фильтр является пятиэлементным ФНЧ с последовательно включенной индуктивностью на входе (что также важно), имеет частоту среза 1,0 радиан в секунду (0,1592 Гц) и нагрузочный резистор 1 Ом. Этот фильтр может быть фильтром любого типа: Баттерворта, Чебышева или Бесселя. Я выбрал 0,1 дБ-фильтр Чебышева, из-за крутых скатов его характеристики. Номиналы элементов для этого прототипа фильтра можно найти в различных таблицах [ 3,4 ] , они показаны и на Fig. 7.

ФВЧ (Fig.7 – нижняя часть) был получен:

Номиналы деталей ФВЧ также показаны на Fig. 7.

Когда ФНЧ и ФВЧ соединяют вместе, как показано на Fig.7, входное сопротивление на частоте пересечения (crossover frequency) амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) и на всех других частотах близко к 1 Ом, даже, в том случае, если точка пересечения АЧХ находится ниже на 3 дБ. Для фильтров Бесселя и Баттерворта это будет почти точно 1 Ом. Для фильтра Чебышева (из-за большей крутизны скатов АЧХ) ошибка будет несколько большей. Но, если мы умножим значение каждого элемента ФНЧ и разделим значение каждого элемента ФВЧ на одну и ту же константу, потери на отражение могут быть ниже на несколько дБ [ 5 ]. Я использовал число 1,005, которое было экспериментально получено при проектировании фильтра катушки которого имели добротность Q = 160.

Как можно видеть из Fig. 5 , два фильтра (ФНЧ и ФВЧ) очень хорошо стыкуются на частоте пересечения АЧХ и рядом с ней из-за того, что их входные импедансы являются комплексными спрягаемыми величинами. Поэтому проходная характеристика диплексера довольно нечувствительна к импедансу генератора [ 6 ], который, с Вашего позволения, является полупроводниковым усилителем мощности, динамический импеданс которого неизвестен или не задан.

Сопоставив ФНЧ и ФВЧ прототипы рассчитаем значения индуктивностей и ёмкостей полученной секции ФНЧ:

где LP(LP) и CP(LP) – значения прототипа ФНЧ из Fig. 7, К = 1,005, R =50 Ом, а fC0 - частота среза АЧХ (частота пересечения характеристик ФНЧ и ФВЧ) на Fig. 5 (в этом примере – 5,45 МГц).

Для полученной секции ФВЧ:

где LP(HP) и CP(HP) – значения ФВЧ прототипа из Fig. 7. Важно правильно выбрать значение частоты среза АЧХ (частоты пересечения характеристик ФНЧ и ФВЧ) – fC0 (см. Fig. 5). Выбор должен быть таким, чтобы желаемый радиолюбительский диапазон попал в полосу пропускания ФНЧ. Характеристика ФВЧ должна быть расположена ниже (для верхней частоты любительского диапазона) примерно на 20 дБ, чтобы поглощающий резистор не рассеивал большую мощность полезного сигнала (20 дБ - это 1,2 Вт при полезной выходной мощности передатчика 120 Вт . АЧХ ФНЧ должна быть адекватной на второй и третьей гармониках полезного сигнала. Эксперимент в этом деле с использованием Radio Designer очень полезен.

Отметьте, что форма АЧХ на Fig. 5 в любой части РЧ спектра неизменна, меняется только частота отсечки (пересечения характеристик). Я хочу предложить частоты пересечения АЧХ (fC0) для шести РЧ диплексеров (см. данные по каждому фильтру).

Следует отметить и способ, которым на Fig. 5 ФНЧ и ФВЧ совместно обеспечивают практически идеальное входное сопротивление фильтра в полосе частот 3,5...4,0 МГц. Это обеспечивается ценой посылки малой части выходной мощности РА в поглощающий резистор, которая, иначе, будет отражена ФНЧ.

Другой интерес представляет факт, что катушки (особенно, первая в ФНЧ) могут иметь параллельный резонанс на какой-либо высокой частоте, но ФВЧ легко справляется с этой проблемой и защищает от колебаний этих частот РА, отводя паразитную энергию в поглощающий резистор.

Пятиэлементный прототип ФНЧ был выбран как компромисс между сложностью изготовления, ценой и хорошими характеристиками фильтра. По моему мнению, вполне разумно, ослаблять гармоники и рассеивать их энергию, включая и небольшую часть первой, на поглощающем резисторе, но чтобы адаптировать 40 и 30 – метровые диапазоны к одному диплексеру, придётся дополнительно пожертвовать некоторой частью полезной мощности на диапазоне 30 метров.

Конструкция диплексера.

На Fig. 8 показана монтажная плата диплексерного фильтра. Она имеет размеры 2 х 8 3/8 дюйма (дюйм = 2,54 мм) и выполнена на фольгированном медью с одной стороны стеклотекстолите. Медь показана закрашенными участками и расположена снизу, тогда как все детали фильтра - сверху платы. ФНЧ расположен справа, а ФНЧ – слева. Все четыре резистора (поглощающий резистор набран из четырёх) - одинаковые металл-оксидного типа сопротивлением 200 Ом с мощностью рассеивания 5 Вт и допуском 5 % и имеют малые собственные индуктивность и ёмкость, также обладают отличной стабильностью.

Такие резисторы сгорают при рассеиваемой на них мощности (на каждом в отдельности) 20 Вт и я думаю, что выбор таких резисторов оправдан их высокой надёжностью.

Два реле Radio Shack 275-248 с десятиамперными контактами и нормированными индуктивностями и ёмкостями, которые много меньше максимально допустимых, применены в конструкции, эти реле очень хорошо и надёжно здесь работают, но не должны переключаться в “горячем” состоянии, т.е., при наличии на их контактах РЧ мощности, которая может “сильно укоротить их жизненный цикл”.

На плате фильтра в каждой позиции оставлено место под ещё один, параллельно включаемый имеющемуся, конденсатор, так что необходимые ёмкости в фильтре могут быть подобраны довольно точно.”Земляные” поверхности ФНЧ и ФВЧ на плате фильтра разделены, чтобы ослабить их взаимную связь, которая может ухудшить АЧХ фильтра и повлиять на согласование с РА (увеличить потери на отражение), очень короткие выводы входа и выхода фильтра и цепь 12-вольтового питания выведены через маленькие отверстия в экранирующем шасси.

На Fig. 9 показано фото окончательно собранной экспериментальной модели комбинированного диплексера. Каждый фильтр смонтирован на шасси с помощью двух алюминиевых уголков длиной 3/8 дюйма и болтов # 4. Чтобы избежать связи между фильтрами, они расположены на некотором расстоянии друг от друга, как показано на фото Fig. 9. Обычные переключатели диапазонов можно заменить программируемыми, потребляющими ток до 60 мА при напряжении 12 В. РЧ входы и выходы соединены под шасси короткими отрезками тонкого 50-омного коаксиального кабеля. Каждый отрезок заземлён с двух сторон, чтобы обеспечить 50-омный импеданс. ”160-метровый” фильтр расположен ближе всех к BNC-соединителю, а “12/10-метровый” - дальше всех, таким образом, у “12/10-метрового” фильтра нет открытых подключенных участков, что может создавать сложности. Из-за того, что применяются только короткие отрезки кабеля, то они имеют и малые значения индуктивности и ёмкости на точках подключения фильтра и я нашел экспериментально, что если параллельно каждому BNC-соединителю подключить конденсатор ёмкостью 10 пФ, то в диапазоне 10...60 МГц потери уменьшаются. Каждый фильтр имеет и вносимые потери 0,2...0,3 дБ на каждом (своём) любительском диапазоне.

Набор, состоящий из шести одинаковых плат можно заказать (FAR Circuits) [ 7 ].

Проверка и настройка.

Как и следовало ожидать АЧХ реальных фильтров, “мягко говоря”, не соответствовали тем идеальным компъютерным картинкам, показанным на Fig. 5, из-за неточности замеров индуктивностей катушек и конденсаторов фильтра, паразитных индуктивностей и емкостей, длины выводов фильтров и т.п. Когда паразитная (распределённая) ёмкость катушек, особенно ФВЧ, включена в представление АЧХ, потери на отражение будут больше похожи на показания, приведённые на Fig. 10, - это фото сделано с экрана анализатора спектра и показывает комбинированную АЧХ для ФНЧ, ФВЧ и потерь на отражение для фильтра диапазонов 40/30 м. Проблема заключается в том, что значения индуктивности L должны соответствовать частоте пересечения АЧХ ФНЧ и ФВЧ, но их “действующее” значение на более высоких частотах оказывается немного больше из-за их паразитных емкостей.

Чтобы получить соответствующие потери на отражение и отличную АЧХ ФНЧ и ФВЧ необходимо было поэкспериментировать. Дл я этого я собрал схему, приведённую на Fig. 11a, которая включает в себя высококачественный анализатор спектра со встроенным следящим генератором и двунаправленный согласователь. Соединением вывода А с точкой В калибруем прибор по верху шкалы на экране, соединяя вывод А с точкой С контролируем отражённые потери в дБ по шкале 5 дБ/дел.

Процедура настройки сводится к подбору индуктивностей и емкостей до получения АЧХ, изображённой на Fig. 10, важно, чтобы нагрузочный резистор имел точное значение 50 Ом до частоты 60 МГц (имел минимальные собственные индуктивность и ёмкость).

Полные и подробные данные по шести фильтрам, которые я изготовил [ 8 ], содержат т о ч н о измеренные значения индуктивностей и емкостей и намоточные данные катушек, к которым я пришёл экспериментальным путём. Ёмкости конденсаторов должны быть измерены перед установкой в схему точным цифровым измерителем ёмкости (с точностью более 2 %) и показания прибора должны быть в пределах менее 2 % от искомой для фильтра величины ёмкости. Рекомендуются 500-вольтовые конденсаторы типов СМ05 и СМ06, у которых очень малые потери 1/Q и небольшие размеры. Индуктивности также должны быть тщательно подогнаны, следует использовать те сердечники и инструкции по намотке, что даны в табличках (см. ниже). Возможно, при окончательной настройке на минимум отражённых потерь, придётся немного растянуть или сжать витки катушек на кольцевых сердечниках. На фильтрах 160, 80,40/30-метровых диапазонов небольшие конденсаторы подключены к выходной катушке (L5 на Fig. 8), - это увеличивает подавление третьей гармоники на 4...5 дБ и не влияет на другие параметры диплексера.

Наблюдая за изменением уровня потерь на отражение, можно очень точно подобрать индуктивности катушек. Фото с экрана анализатора спектра в данных на каждый диапазонный фильтр также показывает, что на определённых важных частотах, отмеченных знаком * ,АЧХ можно подобрать индивидуально с сигнал-генератором и приёмником, как показано на блок-схеме ( Fig. 11b). При этом можно использовать гармоники 100 кГц или 1 МГц генератора в качестве источника сигнала. Откалибруйтесь, используя точку В, затем переключитесь на точку С и уменьшите затухание в аттенюаторе с 25 дБ до 0 дБ любыми возможными способами и получите тот же калиброванный уровень на приёмнике, у которого, кстати, должна быть отключена АРУ, а сам он должен быть линейным в этом виде работы. Уберите усиление приёмника по РЧ и, настраивая фильтр, ”ходите “ по диапазону вверх-вниз, проверяя себя, до тех пор, пока будут достигнуты лучшие результаты. Немного опыта и настроечные операции будут “протекать” “без сучка и задоринки”.

На Fig. 12 приведены фото двух самодельных устройств, которые призваны помогать при настройке и проверке фильтров: внизу высокоомный пробник, который имеет выход в 50 Ом, который используется для наблюдения за тем, что “делается” на выходах ФНЧ и ФВЧ и что показано на Fig. 6 и Fig. 10. Семь 470-омных резисторов, включенных последовательно, смонтированы здесь навесным монтажом (короткими выводами), что сильно снижает паразитную ёмкость относительно шасси. Параллельно коаксиальному выходу расположите 47-омный резистор, соединив один его вывод с общим проводом (и оплёткой кабеля) и соедините кабель с 50-омной измерительной схемой (имеющей 50-омный вход). Пробник имеет затухание в 1 дБ на частоте 30 МГц. Вверху Fig. 12 – нагрузочный резистор 50 Ом 150 Вт, состоящий из пяти карборундовых резисторов сопротивлением 250 Ом, включенных параллельно.

Эта комбинация используется вместо четырёх пятиваттных металлооксидных резисторов тогда, когда я хочу просмотреть характеристики фильтров от 1,8 до 60 МГц при полной выходной мощности в 120 Вт, чтобы выявить нестабильность РА. Последняя “штучка” оказалась полезной, так как позволяет удостовериться в том, что Ваш РА не “подложит свинью” Вам в самый неподходящий для этого момент.

АЧХ, приведённые рядом со схемами и данными по элементам фильтров, особенно по потерям на отражение, проверены и оцениваются как отличные для прекрасной и стабильной работы моего РА на МОП-транзисторах. Нет нужды в “вылизывании” результатов, уровня потерь на отражение в 25 дБ в пределах любительских диапазонов и в 20 дБ на других частотах вполне достаточно. АЧХ ФВЧ на верхних частотах любительских диапазонов должна иметь “завал” в 20 дБ или больше. Тщательная подстройка всех элементов фильтра может дать небольшой улучшающий эффект, но очень трудоёмка и занимает много времени, взаимозависима (меняешь одно-меняется и другое) и вряд ли является необходимой. Если коэффициент усиления РА уменьшается выше 30 МГц, как и должно быть, то это помогает с оптимизацией фильтра на 12/10-метровые диапазоны, кстати, самого труднонастраиваемого, которая становится менее критичной, как указано на листе с его техническими характеристиками.

Заключение.

Диплексерный фильтр больше по размерам, дороже, требует больше усилий при сборке и настройке, чем обычный “прописной” ФНЧ (П-контур). Установка для проверки и настройки, показанная на Fig. 11b и “примочки” – на Fig. 12, - просты и недороги и очень помогают в настройке фильтров и позволяют судить о надёжности задолго до подключения фильтров к РА. Смысл дополнительно вложенного труда заключается в получении чистого (без посторонних паразитных внеполосных излучений) сигнала с транзисторного РА и с минимальными затратами. Так что, - применяйте диплексеры!

Это была моя опытная разработка, чисто своими силами, методом проб и ошибок с большим количеством экспериментов, используя более или менее современные подходы, я осуществил задуманное и, после, написал эту статью. N.Dye и H. Granberg [2] понравилось то, что я осуществил. Оборудование, которое я применял для экспериментов в моей домашней лаборатории было классом намного выше того, с чем мне приходилось работать раньше, но конечно, результат можно достигнуть и более простым способом, используя более простую аппаратуру и опираясь на приведённые в этой статье выводы.

Литература:

  1. W.E.Sabin and E.O. Schoenike, Editors, Single Sideband Systems and Circuits, McGraw-Hill, 1995 and HF Radio Systems and Circuits, Nobie Publishing (http://www.nobiepub.com), 1998, Chapter 12 by Rod Blacksome.

  2. N.Dye and H. Granberg, Radio Frequency Transistors, Principles and Applications, p 151, Butterworth-Heinemann, 1993

  3. A. Williams and F. Taylor, Electronic Filter Design Handbook, third edition, McGraw-Hill, 1995

  4. A.Zverev, Handbook of Filter Synthesis, Wiley, 1967

  5. F. Methot, “Constant Impedance Bandpass and Diplexer Filters”, RF Design Magazine, November 1986, pp 104...109

  6. Storer, J. E. Passive Network Synthesis, McGraw-Hill, 1957, pp 168...170. 

"Диплексер с постоянным сопротивлением получен из модифицированной процедуры синтеза Дарлингтона (без трансформаторов). Желаемый результат с ФВЧ может быть синтезирован, если определён источник напряжени (известно его внутреннее сопротивление). А это ведёт к значениям, приведённым на Fig. 7 в этой статье. И только в идеальном случае пропускная способность не зависит от действующего сопротивления генератора."

Набор из шести печатных плат можно заказать в FAR Circuits за 30 долларов, плюс накладные расходы - 2 доллара, Отдельно платы продаются по цене 7,5 долларов за штуку.

Обращайтесь в FAR Circuits: 18N640 Field Ct. Dundee, IL 60118; тел./факс.847- 836-9148; farcir@ais.net http://www.cl.ais.net/farcir/. Заказы только по почте и телефону.

Вы можете “сбросить” для себя полный пакет данных по фильтрам на каждый диапазон с ARRL Web-сайта (http://www.arrl.org/files/qex/). Посмотрите файл SABIN 799.ZIP.

Свободный перевод с английского В. Беседин (UA9LAQ ) ua9laq@mail.ru



Глас народа
16.04.2008 07:37 Если для построения диплексера в качестве ФНЧ-цепи применяется фи...  --  Vladimir

Возврат